在功率MOSFET的數據表中，通常包括單脈沖雪崩能量EAS，雪崩電流IAR，重復脈沖雪崩能量EAR等參數，而許多電子工程師在設計電源系統的過程中，很少考慮到這些參數與電源系統的應用有什么樣的聯系，如何在實際的應用中評定這些參數對其的影響，以及在哪些應用條件下需要考慮這些參數。本文將論述這些問題，同時探討功率MOSFET在非鉗位感性開關條件下的工作狀態?！　?/span>

　　EAS，IAR和EAR的定義及測量

　　MOSFET的雪崩能量與器件的熱性能和工作狀態相關，其最終的表現就是溫度的上升，而溫度上升與功率水平和硅片封裝的熱性能相關。功率半導體對快速功率脈沖（時間為100～200μs）的熱響應可以由式1說明：

　　其中，A是硅片面積，K常數與硅片的熱性能相關。由式(1)得：

　　其中，tav是脈沖時間。當長時間在低電流下測量雪崩能量時，消耗的功率將使器件的溫度升高，器件的失效電流由其達到的峰值溫度所決定。如果器件足夠牢靠，溫度不超過最高的允許結溫，就可以維持測量。在此過程內，結溫通常從25℃增加到TJMAX，外部環境溫度恒定為25℃，電流通常設定在ID的60%。雪崩電壓VAV大約為1.3倍器件額定電壓?！　⊙┍滥芰客ǔＴ诜倾Q位感性開關UIS條件下測量。其中，有兩個值EAS和EAR，EAS為單脈沖雪崩能量，定義了單次雪崩狀態下器件能夠消耗的最大能量；EAR為重復脈沖雪崩能量。雪崩能量依賴于電感值和起始的電流值。　　圖1為VDD去耦的EAS測量電路及波形。其中，驅動MOSFET為Q1，待測量的MOSFET為DUT，L為電感，D為續流管。待測量的MOSFET和驅動MOSFET同時導通，電源電壓VDD加在電感上，電感激磁，其電流線性上升，經導通時間tp后，電感電流達到最大值；然后待測量的MOSFET和驅動MOSFET同時關斷，由于電感的電流不能突變，在切換的瞬間，要維持原來的大小和方向，因此續流二極管D導通。

　　由于MOSFET的DS之間有寄生電容，因此，在D導通續流時，電感L和CDS形成諧振回路，L的電流降低使CDS上的電壓上升，直到電感的電流為0，D自然關斷，L中儲存的能量應該全部轉換到CDS中?！　?/span>

　　這樣高的電壓值是不可能的，那么為什么會有這樣的情況？從實際的波形上看，MOSFET的DS區域相當于一個反并聯的二極管。由于這個二極管兩端加的是反向電壓，因此處于反向工作區，隨著DS的電壓VDS增加，增加到接近于對應穩壓管的鉗位電壓也就是 V(BR)DSS時，VDS的電壓就不會再明顯的增加，而是維持在V(BR)DSS值基本不變，如圖1所示。此時，MOSFET工作于雪崩區，V(BR)DSS就是雪崩電壓，對于單次脈沖，加在MOSFET上的能量即為雪崩能量EAS

　　同時，由于雪崩電壓是正溫度系數，當MOSFET內部的某些單元溫度增加，其耐壓值也增加，因此，那些溫度低的單元自動平衡，流過更多的電流以提高溫度從而提高雪崩電壓。另外，測量值依賴于雪崩電壓，而在去磁期間，雪崩電壓將隨溫度的增加而變化。

　　在上述公式中，有一個問題，那就是如何確定IAS？當電感確定后，是由tp來確定的嗎？事實上，對于一個MOSFET器件，要首先確定IAS。如圖1所示的電路中，電感選定后，不斷地增加電流，直到將MOSFET完全損壞，然后將此時的電流值除以1.2或1.3，即降額70%或80%，所得到的電流值即為IAS。注意到IAS和L固定后，tp也是確定的。　　

　　過去，傳統的測量EAS的電路圖和波形如圖2所示。注意到，VDS最后的電壓沒有降到0，而是VDD，也就是有部分的能量沒有轉換到雪崩能量中。

　　在關斷區，圖2（b）對應的三角形面積為能量，不考慮VDD，去磁電壓為VDS，實際的去磁電壓為VDS-VDD，因此雪崩能量為

　　對于一些低壓的器件，VDS-VDD變得很小，引入的誤差會較大，因此限制了此測量電路的在低壓器件中的使用?！　?/span>

　　目前測量使用的電感，不同的公司有不同的標準，對于低壓的MOSFET，大多數公司開始趨向于用0.1mH的電感值。通常發現：如果電感值越大，盡管雪崩的電流值會降低，但最終測量的雪崩能量值會增加，原因在于電感增加，電流上升的速度變慢，這樣芯片就有更多的時間散熱，因此最后測量的雪崩能量值會增加。這其中存在動態熱阻和熱容的問題，以后再論述這個問題。